建構效率更高的DC-DC轉換器：300 W隔離式DC-DC轉換器的效率評估與損耗分析

我們製作了一個300 W DC-DC轉換器評估板，以深入了解相關損耗。簡化電路圖如圖2所示。

在此電路中，一次側（輸入側）作為輸入端，有兩個橋臂和四個開關元件（ TR ₁ 、 TR ₂ 、 TR ₃和TR ₄ ）。二次側（輸出側）有兩個裝置（ TR ₅和TR ₆ ）。這些部分均用於同步整流。此外，還有一個輸出平滑濾波器，其電容為C ₂ ，電感為L ₂ 。輸入電壓為V _i ，輸出負載為R _L ， Vsync ₁和Vsync ₂分別為TR ₆和TR ₅的汲極電壓。請注意， TR ₅和TR ₆有兩個並聯的MOSFET 。

此轉換器採用移相全橋（ PSFB ）架構輸出12V電壓。輸出電壓透過TR1 、 TR2的一個支路與TR ₃和TR ₄的一個支路之間的移相操作進行調節，佔空比為50% 。為防止高邊MOSFET與低邊MOSFET之間的死區時間出現擊穿，透過實現零電壓開關（ ZVS ），降低功率轉換器的開關損耗。

圖5總結了與所有八種工作模式相關的波形。在這些簡化波形中，主要介紹了以下內容：開關元件TR ₁至TR ₆的閘極電壓（ V _G ）和汲極電流（ I _D ）、 TR ₅和TR ₆的漏電源電壓（ V _sync1 、 V _sync2 ），以及電感L ₂的兩個端子間的電壓（ V _L2 ）和電流（ I _L2 ）。由於電流從源極流向汲極，因此通過TR ₅和TR ₆的電流表示為負值。

效率計算公式如下：

效率 = (V_out × I_out) / (V_in × I_in) × 100 [%]

圖6顯示了用於評估300W隔離式DC-DC轉換器電路效率的設定。在下列條件下測量兩種模式的開關元件組合的V _in 、 I _in 、 V _out和I _out ： V _in ＝ 48 V ， V _out ＝ 12 V ， T _a （環境溫度）＝ 25 °C ， I _out為1 A 、 3 A 、 5 A 、 7 A 、 10 A 、 14 A 、 16 A 、 18 A 、 20 A 、 25 A 。使用位於電路板附近的冷卻風扇對DC-DC轉換器電路板進行強制風冷。

圖7 （ a ）至（ c ）比較了使用TPH2R408QM和A公司的MOSFET的效率曲線。正如預期的那樣， TPH2R408QM在中型和重型負載中表現出最高的效率水平，因為導通損耗是這類負載的主要損耗因素。此外， TPH2R408QM的漏源導通電阻較小。輸出負載為16A時的最高效率為94.83% ，滿載為25 A時的最高效率為94.12% 。

相較之下， A公司的MOSFET漏電源導通電阻比TPH2R408QM大約高出16% ，輸出負載為16 A時的效率為94.65% ，滿載為25 A時的效率為93.89% 。

圖8顯示了兩種MOSFET元件溫度與輸出電流的關係。請注意， TPH2R408QM的溫度始終低於45 °C ，表示其發熱量小於A公司生產的MOSFET 。

使用模擬電路進行損耗分析，該電路具有專為損耗分析設計的高精度裝置模型。評估板使用的是移相全橋PWM控制器IC ，而此模擬電路使用的是根據電壓和電流感測進行回授的替代控制模型。模擬電路如圖9所示。變壓器和電抗器基於測量結果。有關模擬設計的更多詳情，請參閱應用說明。

模擬驗證後，執行了與二次側MOSFET損耗定義相關的結果。圖10顯示如何定義I和V 、二次側MOSFET的時間圖，以及如何根據時間圖計算每種形式的損耗。每個損耗部分都基於一個時段，共計算六種損耗。

TPH2R408QM二次側MOSFET的損耗分析結果如圖11 。主要的損耗形式為體二極體的恢復損耗（對電流不敏感）和導通損耗（ E _sync ），後者隨輸出電流相應增大。這表明具有低恢復電荷和低漏源導通電阻的MOSFET是最有效的選擇。